????? 圖1 為電流型控制變換器電感電流iL 的波形, iL 受到誤差電壓V c 的控制。如果在電感電流iL 上產生了擾動$ i0 , 當占空比D < 5 0% 時( 如圖1 (a) 所示) , $i1 將逐漸減小, 即$ i1< $ i0; 當D > 50%
????? 圖1　擾動情況下電感電流波形時(如圖1 (b) 所示) , $i1 將逐漸增大, 即$ i1> $ i0。給出相應的數學表達式:
　　　　　$i1= - $ i0m 2m 1
(1) 式中　m 1——電感電流上升斜率; m 2——電感電流下降斜率。
此時, 引入一個斜坡補償, 從誤差電壓減去這個補償斜坡或將補償斜坡加到電流波形上。于是, 有$ i1= - $i0 m 2+ mm 1+ m
(2) 由于要使系統(tǒng)在任何占空比下都能穩(wěn)定工作, 必須滿足$i1< $ i0。因此, 由D = 1 得補償斜坡斜率:m > -12m 2
(3) 所以, 為了保證電流環(huán)穩(wěn)定, 補償斜坡的斜率m 必須大于電感電流下降斜率m 2 的一半(見圖1 (c) )。

3　磁懸浮列車輔助電源設計實例

311　電路結構在設計磁懸浮列車輔助電源時, 采用反激式電流型控制變換器拓撲結構, 電路圖見圖2。
????? 圖2　反激式電流型控制輔助電源電路
　　電????? 路主要參數為: 輸入電壓V in= 70～ 120 V; 輸出電壓V o= 5 V (A 組輸出) , ±15 V (B、C 組輸出) ; 最大占空比D = 0. 44; 開關管開關頻率f s= 20 kHz; A 組輸出濾波電感L 3= 100 LH; A 組輸出濾波電容C11= 470 LF。
3. 2　高頻變壓器設計
????? 在設計實例中, 高頻變壓器的計算是設計工作的核心。設計時, 要保證電源的調整率和對線圈的漏感要求, 還要對高頻變壓器的外形尺寸及成本進行綜合考慮。
????? 選擇磁心材料為R2kB.M , E140.12 型磁心, R 2kB.M 材料的飽和磁感應強度B sa= 0. 48 T。為了使變壓器工作在低磁損狀態(tài), 選工作最大磁通密度B max= 13B sa。
高頻變壓器設計參數為:
????? 飽和磁感應強度B sa= 0. 48 T; 工作最大磁通密度B max= 13B sa= 0. 16 T; 磁心有效截面積A e= 1. 44 cm 2; 窗口面積A c= 31108 cm 2; 空氣隙長度L g= 01103 cm; 變壓器初級繞組L 1 匝數N 1= 96 匝; 自饋繞組L 2 匝數N 2= 21 匝; 5 V 直流輸出繞組L 3 匝數N 3= 8 匝; ±15 V 直流輸出繞組L 4、L 5 匝數N 4= N 5= 20 匝。
????? 為了使變壓器繞制完成后, 有很小的漏感, 采用分層繞制, 最內層為初級繞組線圈的一半, 并由抽頭引出, 然后分別繞制次級各繞組線圈, 再將初級繞組的另一端由抽頭處繞完。最外層為自饋繞組。
3. 3　斜坡補償實現(xiàn)[ 3 ]
????? 在電流型PWM 控制變換器U C3842 中, 誤差電壓(誤差放大器的輸出) 與原邊電流經PWM 控制變換器比較, 產生控制電壓。誤差電壓減去補償斜坡的斜率或在PWM 控制變換器的原邊檢測電流輸入端(p in3) 加上補償斜坡斜率, 作用是相同的, 都是減小脈沖寬度, 即減小占空比。相比之下, 更為方便的辦法是將補償斜坡斜率加到PWM 控制變換器的電流輸入端。在定時電容CT (p in4) 上可獲得部分振蕩波形, 將該振蕩波形與原邊電流電阻性地相加, 相加的結果輸入到PWM 控制變換器的電流檢測輸入端。
當取斜率補償量M = 0. 75, R 5= 330 8 時, 計算得R sl= 3. 2 k8。
3. 4　開關管柵極驅動電路[ 3 ]
????? 為了防止由外部寄生參數引起的驅動電流振蕩, 可以在PWM 控制變換器的U C3842 輸出(p in6) 與MO SFET 柵極之間串入一個限流電阻, 以限制驅動電流的峰值。
????? 在實際應用中, 電路寄生參數的影響非常重要。通常MO SFET 的源極電感與分布電感相比是很小的。即使印制電路板布局及走線非?？季? 走線引起的分布電感仍然不可忽略。為了消除分布電感引起的振蕩, 可以采取以下措施:
①在印制電路板的設計中, 盡可能縮短PWM 控制變換器與開關管柵極之間走線的距離;
②加大限流電阻的阻值, 使振蕩由欠阻尼振蕩變?yōu)檩p微的過阻尼振蕩